Grunnleggende prinsipper og arbeidsmetoder for flyback-svitsjing av strømforsyning
Grunnleggende prinsipper og arbeidsmetoder
Fundamental
Når transistoren Trton er byttet, har transformatorens primære Np en strøm Ip og lagrer energi i den (E=LpIp/2). Siden Np og Ns har motsatte polariteter, er dioden D reversert forspent og kuttet av på dette tidspunktet, og ingen energi overføres til Load. Når du bytter Troff, i henhold til Lenz sin lov: (e=-N△Φ/△T), vil primærviklingen til transformatoren generere et reverspotensial. På dette tidspunktet er dioden D fremoverledende, og lasten har strøm IL. Steady state-bølgeform for flyback-omformer
Størrelsen på ledningstidstonn vil bestemme amplituden til Ip og Vce:
Vcemax=VIN/1-Dmax
VIN: inngangs likespenning; Dmax: maksimal arbeidssyklus
Dmaks=tonn/T
Det kan sees at for å oppnå en lav kollektorspenning, må Dmax holdes lav, det vil si Dmax<0.5. In practical applications, Dmax=0.4 is usually taken to limit Vcemax≦2.2VIN.
Samlerens driftsstrøm Ie når røret Tron byttes, det vil si at den primære toppstrømmen Ip er: Ic=Ip=IL/n. Fordi IL=Io, når Io er konstant, bestemmer størrelsen på omdreiningsforholdet n størrelsen på Ic , formelen ovenfor er utledet basert på prinsippet om strømsparing og antallet primære og sekundære ampereomdreininger er likt til NpIp=NsIs. Ip kan også uttrykkes ved følgende metode:
Ic=Ip=2po/(η*VIN*Dmax)η: Konvertereffektivitet
Formelen er utledet som følger:
Utgangseffekt:po=LIp2η/2T
Inngangsspenning: VIN=Ldi/dt, forutsatt di=Ip og 1/dt=f/Dmax, deretter:
VIN=LIpf/Dmax eller Lp=VIN*Dmax/Ipf
Da kan po uttrykkes som:
po=ηVINfDmaxIp2/2fIp=1/2ηVINDmaxIp
∴Ip=2po/ηVINDmax
I formelen ovenfor:
VIN: Minimum DC-inngangsspenning (V)
Dmax: maksimal ledningsdriftsyklus
Lp: Transformator primær induktans (mH)
Ip: transformator primærside toppstrøm (A)
f: konverteringsfrekvens (KHZ)
Måte å jobbe på
Flyback-transformatorer fungerer vanligvis i to moduser:
1. Induktorstrøm diskontinuerlig modus DCM (DiscontinuousInductorCurrentMode) eller "fullstendig energikonvertering": all energien som er lagret i transformatoren ved tonn overføres til utgangen under tilbakeflytningsperioden (toff).
2. Induktorstrøm kontinuerlig modus CCM (ContinuousInductorCurrentMode) eller "ufullstendig energikonvertering": en del av energien som er lagret i transformatoren beholdes ved slutten av toff til begynnelsen av neste tonnsyklus.
DCM og CCM er svært forskjellige når det gjelder små signaloverføringsfunksjoner. Deres bølgeformer er vist i figur 3. Faktisk, når omformerens inngangsspenning VIN endres innenfor et stort område, eller laststrømmen IL endres innenfor et stort område When , må den spenne over to arbeidsmoduser. Derfor kreves det at flyback-omformeren fungerer stabilt i DCM/CCM. Men det er vanskeligere å designe. Vanligvis kan vi bruke den kritiske DCM/CCM-tilstanden som designgrunnlag. Sammen med strømmoduskontroll pWM. Denne metoden kan effektivt løse ulike problemer i DCM, men den eliminerer ikke det iboende ustabilitetsproblemet til kretsen i CCM. CCM kan løses ved å justere kontrollsløyfeforsterkningen for å skille lavfrekvensbåndet og redusere transientresponshastigheten. Ustabiliteten er forårsaket av "høyre halvplansnull" til overføringsfunksjonen.
DCM og CCM er svært forskjellige når det gjelder små signaloverføringsfunksjoner.
DCM/CCM primære og sekundære strømbølgeformdiagram
Faktisk, når omformerens inngangsspenning VIN endres innenfor et stort område, eller laststrømmen IL endres innenfor et stort område, må den spenne over to driftsmoduser. Derfor krever flyback-omformeren DCM/CCM. Begge kan fungere stabilt. Men det er vanskeligere å designe. Vanligvis kan vi bruke den kritiske DCM/CCM-tilstanden som designgrunnlag, og bruke strømmoduskontroll pWM. Denne metoden kan effektivt løse ulike problemer i DCM, men i Det er ingen iboende ustabilitetsproblem i kretsen under CCM. Ustabiliteten forårsaket av "høyre halvplansnullpunkt" til overføringsfunksjonen i CCM kan løses ved å justere kontrollsløyfeforsterkningen for å skille lavfrekvensbåndet og redusere transientresponshastigheten.
I en stabil tilstand må endringen i magnetisk fluksinkrement ΔΦ ved tonn være lik endringen ved "toff", ellers vil den magnetiske kjernen bli mettet.
derfor,
ΔΦ=VINton/Np=Vs*toff/Ns
Det vil si at volt/sekund-verdien for hver omdreining av primærviklingen til transformatoren må være lik volt/sekund-verdien for hver omdreining av sekundærviklingen.
Ved å sammenligne strømbølgeformene til DCM og CCM i figur 3 kan vi vite at i løpet av Trton-perioden i DCM-tilstanden har hele energioverføringsbølgeformen en høyere primær toppstrøm. Dette er fordi den primære induktansverdien Lp er relativt lav, noe som gjør Ip kraftig. Den negative effekten forårsaket av økningen er å øke viklingstapet (viklingstap) og krusningsstrømmen til inngangsfilterkondensatoren, noe som krever at svitsjetransistoren har en høy strømføringsevne for å kunne arbeide sikkert.
I CCM-tilstanden er toppstrømmen på primærsiden lav, men svitsjekrystallen har en høy kollektorstrømverdi i tonntilstand. Dette resulterer i høyt strømforbruk til svitsjekrystallen. Samtidig, for å oppnå CCM, kreves det en høyere primærspenning på transformatoren. Sideinduktansverdien Lp og restenergien som er lagret i transformatorkjernen krever at volumet til transformatoren er større enn DCM, mens andre koeffisienter er like.
For å oppsummere er utformingen av DCM- og CCM-transformatorer i utgangspunktet den samme, bortsett fra definisjonen av toppstrømmen på primærsiden (Ip=Imax-Imin i CCM).
