Lær deg 6 ferdigheter i design av strømforsyninger
01 Ferritt magnetisk forsterker i Flyback strømforsyning
For en dual output flyback-forsyning med reell strøm på begge utgangene (5V 2A og 12V 3A, begge regulert med ± 5 prosent ), når spenningen når 12V går den inn i null belastningstilstand og kan ikke justeres innenfor 5 prosent grensen. En lineær regulator er en levedyktig løsning, men likevel ikke ideell på grunn av sin høye kostnad og tap av effektivitet.
Vår foreslåtte løsning er å bruke en magnetisk forsterker på 12V-utgangen, til og med en flyback-topologi kan brukes. For å redusere kostnadene, anbefales det å bruke en ferrittmagnetisk forsterker. Kontrollkretsen til den magnetiske ferrittforsterkeren er imidlertid forskjellig fra den til det tradisjonelle rektangulære hystereseløkkematerialet (materiale med høy magnetisk permeabilitet). Ferrittens kontrollkrets (D1 og Q1) synker strøm for å opprettholde strømmen ved utgangen. Denne kretsen har blitt grundig testet. Transformatorviklingene er designet for 5V og 13V utgang. Kretsen kan til og med oppnå under-1W inngangseffekt (5V 300mW og 12V nullbelastning) samtidig som den oppnår ±5 prosent regulering av 12V-utgangen.
02 Bruk eksisterende brekkjernskrets for å gi overstrømsbeskyttelse
Vurder 5V 2A og 12V 3A flyback forsyninger. En av nøkkelspesifikasjonene til denne strømforsyningen er overstrømsbeskyttelse (OPP) på 5V-utgangen når 12V-utgangen når ingen belastning eller en veldig lett belastning. Begge utgangene har et spenningsreguleringskrav på ±5 prosent.
For vanlige løsninger forringer bruken av sensormotstander kryssreguleringsytelsen, og sikringer er dyre. Imidlertid er brekkjernskretser for overspenningsbeskyttelse (OVP) tilgjengelige. Denne kretsen er i stand til å oppfylle både OPP- og spenningsreguleringskrav, som kan oppnås ved å bruke en brekkjernskrets med delvis bue.
R1 og VR1 danner en aktiv forhåndsbelastning på 12V-utgangen, som tillater 12V-regulering når 12V-utgangen er lett belastet. Når 5V-utgangen er i en overbelastningstilstand, vil spenningen på 5V-utgangen falle. Dummylaster trekker mye strøm. Et spenningsfall over R1 kan brukes til å føle denne store strømmen. Q1 slår seg på og utløser OPP-kretsen.
03 Aktiv shuntregulator og forspenning
Flyback er for tiden den mest populære topologien innen bytte av strømforsyningsprodukter fra linjespenning AC til lavspenning DC. En hovedårsak til dette er den unike kostnadseffektiviteten ved å gi flere utgangsspenninger ved ganske enkelt å legge til ekstra viklinger til transformatorens sekundære.
Typisk kommer tilbakemeldingen fra utgangen med de strengeste kravene til utgangstoleranse. Denne utgangen definerer deretter svingene per volt for alle andre sekundærviklinger. På grunn av lekkasjeinduktanseffekter kan ikke utgangene alltid oppnå ønsket utgangsspenningskryssregulering, spesielt hvis en gitt utgang kan være ubelastet eller svært lett belastet fordi de andre utgangene er fullastet.
En postregulator eller dummylast kan brukes for å hindre at spenningen ved utgangen stiger under slike forhold. På grunn av de økte kostnadene og reduserte effektiviteten til postregulatorer eller dummylaster, har de imidlertid ikke vært tilstrekkelig attraktive, spesielt de siste årene for tomgangs- og/eller standby-inngangsstrømforbruk i mange forbrukerapplikasjoner. Under betingelsen av stadig strengere regulatoriske krav, begynte denne designen å bli neglisjert. Den aktive shuntregulatoren vist i figur 3 løser ikke bare spenningsreguleringsproblemet, men minimerer også kostnads- og effektivitetspåvirkningen.
Kretsen fungerer som følger: Når begge utgangene er i regulering, forspenner motstandsdeler R14 og R13 transistor Q5, som holder Q4 og Q1 av. Under disse driftsforholdene fungerer strømmen gjennom Q5 som en liten forhåndsbelastning på 5V-utgangen.
Standardforskjellen mellom 5V-utgangen og 3,3V-utgangen er 1,7V. Når belastningen krever ekstra strøm fra 3,3V-utgangen uten like stor økning i laststrøm fra 5V-utgangen, vil utgangsspenningen øke sammenlignet med 3,3V-utgangen. Med en spenningsforskjell på mer enn ca. 100 mV, vil Q5 være forspent av, og slå på Q4 og Q1 og la strømmen flyte fra 5V-utgangen til 3,3V-utgangen. Denne strømmen vil redusere spenningen ved 5V-utgangen, og redusere spenningsforskjellen mellom de to utgangene.
Strømmen i Q1 bestemmes av forskjellen i spenning ved de to utgangene. Derfor kan kretsen holde begge utgangene regulert uavhengig av belastningen, selv i verste fall hvor 3,3V-utgangen er fullastet og 5V-utgangen er ubelastet. Q5 og Q4 i designet gir temperaturkompensasjon siden VBE-temperaturendringene i hver transistor kansellerer hverandre. Diodene D8 og D9 er ikke nødvendige, men kan brukes til å redusere strømtap i Q1, noe som eliminerer behovet for å legge til en kjøleribbe til designet.
Kretsen reagerer kun på den relative forskjellen mellom de to spenningene og er stort sett inaktiv ved full og lett belastning. Siden shuntregulatoren er koblet fra 5V-utgangen til 3,3V-utgangen, kan kretsen redusere aktiv spredning med 66 prosent sammenlignet med en jordet shuntregulator. Resultatet er høy effektivitet ved full belastning og lavt strømforbruk fra lett belastning til ingen belastning.
04 Høyspenningsinngang bytte strømforsyning ved bruk av StackFET
Industrielt utstyr som opererer på trefase vekselstrøm krever ofte et hjelpeeffekttrinn som kan gi regulert lavspent likestrøm for analoge og digitale kretser. Eksempler på slike bruksområder inkluderer industrielle frekvensomformere, UPS-systemer og energimålere.
Spesifikasjonene for denne typen strømforsyning er mye strammere enn de som kreves for standard hyllebrytere. Ikke bare er inngangsspenningene høyere i disse applikasjonene, men utstyr designet for trefaseapplikasjoner i industrielle miljøer må også tåle svært store svingninger – inkludert utvidede dyppetider, strømstøt og sporadiske tap av en eller flere faser. Dessuten kan det angitte inngangsspenningsområdet for disse hjelpeforsyningene være så bredt som 57 VAC til 580 VAC.
Det kan være en utfordring å designe en så vidt spekter svitsjingsstrømforsyning, hovedsakelig på grunn av de høye kostnadene ved høyspente MOSFET-er og begrensningen av det dynamiske området til tradisjonelle PWM-kontrollsløyfer. StackFET-teknologien tillater kombinasjonen av rimelige 600V-klassifisert lavspennings-MOSFET-er og integrerte strømforsyningskontrollere fra Power Integrations, noe som tillater enkel og rimelig design av byttestrømforsyninger som kan operere over et bredt inngangsspenningsområde.
Kretsen fungerer som følger: Strømmen ved inngangen til kretsen kan komme fra et tre-fase tre- eller fire-leder system, eller til og med fra et en-fase system. Trefase likeretteren består av diodene D1-D8. Motstander R1-R4 gir innkoblingsstrømbegrensning. Hvis det brukes smeltbare motstander, kan disse motstandene trygt kobles fra under en feil uten behov for separat sikring. Pi-filteret består av C5, C6, C7, C8 og L1 for å filtrere den likerettede likespenningen.
Motstander R13 og R15 brukes til å balansere spenningen mellom inngangsfilterkondensatorene. Når MOSFET inne i den integrerte bryteren (U1) slås på, vil kilden til Q1 bli trukket lavt, R6, R7 og R8 vil gi portstrøm, og koblingskapasitansen fra VR1 til VR3 vil slå på Q1. Zenerdiode VR4 brukes til å begrense gate-kildespenningen påført Q1. Når MOSFET i U1 er av, klemmes den maksimale dreneringsspenningen til U1 av et 450 V klemnettverk bestående av VR1, VR2 og VR3. Dette begrenser dreneringsspenningen til U1 til omtrent 450 V.
Eventuell tilleggsspenning på enden av viklingen koblet til Q1 vil bli påført Q1. Denne utformingen fordeler effektivt den totale likerettede inngangs likespenningen og tilbakekoblingsspenningen mellom Q1 og U1. Motstand R9 brukes til å begrense høyfrekvente oscillasjoner under svitsjing, og klemnettverk VR5, D9 og R10 brukes til å begrense toppspenningen på primæren på grunn av lekkasjeinduktans under tilbakekoblingsintervallet.
Utgangsretting er levert av D1. C2 er utgangsfilteret. L2 og C3 danner et sekundært filter for å redusere svitsjerippel ved utgangen.
VR6 slås på når utgangsspenningen overstiger det totale spenningsfallet over optokoblerdioden og VR6. En endring i utgangsspenning forårsaker en endring i strømstrømmen gjennom optokoblerdioden i U2, som igjen endrer strømstrømmen gjennom transistoren i U2B. Når denne strømmen overskrider FB pin-terskelstrømmen til U1, blir neste syklus sperret. Utgangsregulering kan oppnås ved å kontrollere antall aktiverings- og deaktiveringssykluser. Når en koblingssyklus er slått på, avsluttes syklusen når strømmen stiger til U1s interne strømgrense. R11 brukes til å begrense strømmen gjennom optokobleren under transiente belastninger og for å justere forsterkningen av tilbakekoblingssløyfen. Motstand R12 brukes til å forspenne Zener-diode VR6.
IC U1 (LNK 304) har innebygde funksjoner slik at kretsen er beskyttet mot tap av tilbakemeldingssignal, kortslutning ved utgang og overbelastning. Siden U1 får strøm direkte fra DRAIN-pinnen, er det ikke nødvendig med ytterligere forspenningsvikling på transformatoren. C4 brukes til å gi intern forsyningsfrakobling.
05 Et godt utvalg av likeretterdioder kan forenkle og redusere kostnadene for EMI-filterkretser i AC/DC-omformere
Denne kretsen kan forenkle og redusere kostnadene for EMI-filterkretser i AC/DC-omformere. For å gjøre en AC/DC-strømforsyning EMI-kompatibel krever bruk av et stort antall EMI-filterkomponenter som X- og Y-kondensatorer. Standard inngangskretser for AC/DC-strømforsyninger inkluderer en brolikeretter for å korrigere inngangsspenningen (vanligvis 50-60 Hz). Siden dette er en lavfrekvent AC-inngangsspenning, kan standarddioder som 1N400X-serien med dioder brukes, også fordi disse er de billigste.
Disse filterenhetene brukes til å redusere EMI generert av strømforsyningen for å overholde publiserte EMI-grenser. Siden målingene som brukes til å registrere EMI bare startes ved 150 kHz, og AC-nettspenningsfrekvensen bare er 50 eller 60 Hz, er reverseringstiden for standarddioder (se figur 5-1) som brukes i brolikerettere. relativt sakte. lang og vanligvis ikke direkte relatert til EMI-generering.
Imidlertid inkluderte inngangsfilterkretser i det siste noen ganger kondensatorer parallelt med brolikeretteren for å undertrykke høyfrekvente bølgeformer forårsaket av likeretting av lavfrekvent inngangsspenning.
Disse kondensatorene er ikke nødvendige hvis det brukes hurtiggjenopprettingsdioder i brolikeretteren. Når spenningen over disse diodene begynner å reversere, gjenopprettes de veldig raskt (se figur 5-2). Dette reduserer induktiv eksitasjon av strølinje i AC-inngangslinjen ved å redusere påfølgende høyfrekvente utkoblingssnapper og EMI. Siden 2 dioder kan lede hver halve syklus, trenger bare 2 av de 4 diodene være hurtiggjenopprettingstyper. På samme måte trenger bare én av de to diodene som leder hver halvsyklus ha en rask gjenopprettingskarakteristikk.
Inngangsspennings- og strømbølgeformene viser diodeknippet ved slutten av omvendt gjenoppretting.
06 Bruk myk start for å deaktivere lavkostnadsutganger for å inneholde strømtopper
For å oppfylle strenge spesifikasjoner for standby-strøm, er noen strømforsyninger med flere utganger designet for å koble fra utgangen når standby-signalet er aktivt.
Vanligvis oppnås dette ved å slå av en serie bypass bipolar transistor (BJT) eller MOSFET. For lave strømutganger kan BJT-er være et passende og rimeligere alternativ til MOSFET-er hvis krafttransformatoren er designet med tanke på det ekstra spenningsfallet over transistorene.
